www.chms.ru - вывоз мусора в Балашихе 

Динамо-машины  Радионавигационные системы, спутниковая радионавигация 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 [ 20 ] 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67

Сигналы иправления задержкой и частотой

Обнаружитель

Скема

радиосигнала

управления

Сигнал разрешения съема оценок U*,f*

Ключ

Рис. 8.3. Структурная схема устройства поиска

ПОД воздействием выходных сигналов обнаружителя в соответствии с реализуемой процедурой обзора частотно-временной области поиска вырабатывает сигналы управления задержкой ПСП и частотой управляемого генератора разомкнутых контуров ФАП и ССЗ. При обнаружении полезного сигнала формируется сигнал, разрешающий вывод из обнаружителя оценок т* и /*.

Алгоритм работы большинства обнаружителей основан на вычислении отношения правдоподобия L{y) (или функционально! raquo; однозначно связанных с ним величин) и сравнении этого отношения с порогами. При этом время наблюдения или формирования отношения может быть фиксированным или случайным. В последнем случае применение метода последовательного анализа Вальда позволяет сократить среднее время поиска.

Регулярный просмотр области поиска, характеризуемый как равномерным, так и неравномерным распределением поисковых усилий по пространству параметров радиосигнала, получил название циклического, различные модификации которого достаточно полно рассмотрены в [176].

Следует отметить, что из-за низкого энергетического потенциала радиолиний в ССРНС чаще всего в АП применяют фазовый метод обнаружения радиосигналов, который обеспечивает большую устойчивость характеристик обнаружения в условиях боль-ujoro диапазона изменений отношения сигнал-шум.

8.3. УСТРОЙСТВА ОЦЕНКИ РАДИОНАВИГАЦИОННЫХ ПАРАМЕТРОВ

Несмотря ка универсальность методов марковской теории оптимальной нелинейной фильтрации вследствие значительных математических трудностей при инженерном проектировании приемников сложных ФМ сигналов применяют также упрощенную методику синтеза структур нелинейных систем, обеспечивающую квазиоптимальную обработку радиосигналов [I28I.

Методика основана на том факте, что практически все получаемые оптимальными методами структуры оценок параметров в 124

Дискриминатор

lit)

сглаживающие

цепи

Блок точности

K(t)

s(f)

Генератор опорных сигналов

Рис. 8.4. Обобщенная структурная схема устройства оценки параметров радиосигналов в классе следящих фильтров

классе замкнутых (следящих) фильтров состоят из четырех основных частей: оптимального дискриминатора, блока точности, генератора опорных сигналов и сглаживающих цепей (рис. 8.4).

Суть методики заключается в следующем.

На основании нелинейной теории оптимальной фильтрации определяются оптимальные структуры обработки радиосигналов, вид дискриминаторов, сглаживающие цепи при сравнительно простых моделях изменения радионавигационных параметров.

При более сложных моделях радионавигационных параметров для выбранной структуры системы и вида дискриминатора осуществляется синтез сглаживающих цепей на основании линейной теории фильтрации. При этом, если требуется минимизировать ошибки фильтрации в любой момент времени после начала наблюдения, наиболее целесообразен синтез фильтра Калмана. Для синтеза систем, обеспечивающих оптимальные характеристики в установившемся режиме, при стационарных помехах и сообщениях можно применять как методику синтеза фильтров Калмана с помощью математического аппарата пространства состояний, так и методику синтеза фильтров Винера с помощью аппарата интегральных уравнений. Правомерность рассматриваемой методики подтверждается еще и тем, что нелинейная зависимость выделяемого радиосигнала от оцениваемого радионавигационного параметра разрушается именно в дискриминаторе.

Из сопоставления схем, представленных на рис. 7.5, 7.6 и 8.4, видно их подобие, заключающееся в том, что оптимальный дискриминатор, выполняя основную операцию D{-} в выражениях (7.14) и (7.15), операцию Ff в выражении (7.17), вырабатывает сигнал рассогласования по оцениваемым параметрам, который затем сглаживается и преобразуется в оценки радионавигационных параметров (в общем случае Х*(0). Блок оценки точности формирует сигналы К(0, которые при нестационарных помехах и сигналах производят адаптивную текущую настройку всего фильтра. При стационарных помехах и сигналах адаптивной



настройки не требуется и, как уже отмечалось, коэффициенты К(/) = const априорно рассчитываются и учитываются в общем коэффициенте усиления фильтра.

В зависимости от условий работы в АП реализуется как когерентная, так и некогерентная обработка. Поэтому в схемах частотной автоподстройки и слежения за задержкой применяют как когерентные, так и некогерентные дискриминаторы [128 151 т, 176].

Так как форма импульсов модулирующей ПСП, как правило, близка к прямоугольной, то производная по задержке опорного сигнала представляет собой трудно моделируемую последовательность б-импульсов. Поэтому на практике операцию дифференцирования заменяют операцией вычисления конечной разности

.(/,т)--- + /7-( gt;--/.о(/,т-), (8.2)

где б lt;Ат, Ат - длительность символа ПСП, So(/, т*) - трехуровневый опорный ПС сигнал в виде последовательности прямоугольных импульсов длительностью б.

Самое целесообразное значение б выбирается на основе анализа динамических характеристик и характеристик помехоустой чивости ССЗ [128]. Наиболее распространены временные дискриминаторы с б = Ат, 2Дт. В этом случае для формирования сигнала (8.2) достаточно подавать ПСП, снимаемые с двух соседних разрядов регистра сдвига генератора ПСП, как в схеме рис. 7.7, либо разнесенные на один.

Достоинство дискриминатора с т-качанием (т. е. с поочередной корреляцией laquo;опережающего raquo; и laquo;отстающего raquo; опорного сиг-

гпсп

гтгГ

ГПСП

гпсп

Рис. 8.5. Структурные схемы дискриминаторов ССЗ:

а) когерентного с двумя расстроенными по задержке каналами; б) когерентного с т-качаиием; в) некогерентного с двумя расстроенными по задержке каналами

налов, рис. 8.5, б) заключается в том, что снимается требование симметрии или идентичности каналов, предъявляемое к дискриминатору с расстроенными по задержке каналами (рис. 8.5, а, в), но такая схема требует одинакового уровня опорных сигналов и снижает помехоустойчивость из-за потерь энергетики входного сигнала.

Любые дискриминаторы достаточно полно описываются и сопоставляются по двум основным характеристикам: дискриминационной ед( lt;, т) и флуктуационной G {t, т). Выходное напряжение дискриминатора представляют в виде суммы двух слагаемых: среднего значения (дискриминационная характеристика) ед(г, т) = 2д(г, х) и некоторого шума с функцией корреляции

R {t,T) lt;

z(t,T) - г,(/,х) z{t + ил) - г[1 + и,т)

(8.3)

где черта над выражением означает усреднение по полному ансамблю флуктуации. При этом ошибка слежения ед(г, х*) из-за медленного ее изменения по сравнению с усредняемыми процессами считается постоянной на интервале усреднения.

Спектральная плотность, соответствующая функции корреляции, называется флуктуационной характеристикой;

G((, х)== \ R{u,T,t)du.

(8.4)

Так как спектр фазоманипулированных ПСП радиосигналов спутниковых РНС даже после устранения модуляции ПСП не содержит дискретной компоненты на частоте несущей, то при построении схемы ФАП задача состоит в получении сигнала фазового рассогласования при отсутствии несущей. Поэтому поступают следующим образом: в схеме ФАП используют специальные фазовые дискриминаторы, инвариантные к фазовой манипуляции, или с помощью предварительных преобразований принимаемого сигнала восстанавливают сигнал несущей либо ее гармоники. Для сигнала с инверсной ФМ алгоритм работы оптимального фазового дискриминатора (рис. 8.6, а) ФАП АП можно записать в виде [128]

гя(ф) =

1(0 (О sin((Ooi-b lt;f*) dt т

-Ь Ф*) dt].

2л/2Р,

l{t)u{t) cos[t +

(8.5)

Нелинейный элемент th{x) оптимальных дискриминаторов при больших абсолютных значениях аргумента обычно аппроксимируют функцией sign(x), а при малых - первыми членами разложения функции 111(л:) в ряд. Аппроксимация нелинейности th(A;) для малых значений отношения сигнал-шум реализуется в широко известной схеме Костаса (рис. 8.6, б), в которой в качестве интеграторов со сбросом используются ФНЧ.

Среди частотных дискриминаторов в АП наиболее применимы так называемые частотные дискриминаторы нулевых биений, в которых дискриминационная характеристика формируется относительно частоты, вырабатываемой перестраиваемыми ГУН и подаваемой на дискриминатор в качестве опорной. В этом случае диск-



ров определяется как проводн ы Дискриминато-

квадратурную Q(/) составляГщие синфазную /(/) и

г/(О = Ф(О - iarctg Q (О

От ГПСП

off)

ms(oj t + tp*) am yr РАН a)

От ГПСП

a(th

zit)

os{u gt;J+ip*) от УГ ФАП

%/2.

От ГПСП \ \


(8.6)

cos (Ш /-+ф*] от УГ ФАП

Рис 8.6. Структурные схемы дискриминаторов:

а) фазового: б) фазового схемы ФАП Костаса; в) частотного

Заменяя операцию дифференцирования квадратурных составляющих по времени вычислением конечной разности выражениями

/(/) laquo;[/(0-/(-б)]/б; Q(0 laquo;[Q(0-Q(-6)]/6, (8.7)

где б - временная задержка, получаем структурную схему частотного дискриминатора, представленную на рис. 8.6, в.

Рассмотрение устройств оценки РНП завершим ознакомлением со структурными схемами сглаживаюшей цепей для случая, когда измеряемые РНП описываются полиномами вида (7.5). Эти схемы синтезированы методами теории оптимальной нелинейной фильтрации [153] (рис. 8.7, а) и теории Винера [128]

Рис. 8.7, Структурные схемы сглаживающих цепей:

а) нелинейного квазиоптимального фильтра; б) фильтра с постоянными параметрами

5 Зак. 1929



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 [ 20 ] 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67